OpenLight的300Gb/s硅光异质集成InP电吸收调制器(EAM)

之前写过一回Openlight公司OpenLight & Tower：III-V on Si异质集成实现更高性能+更低成本，他家的硅光异质集成平台做得还挺好的，这篇文章是他们今年OFC的详细报告，由Riga Technical Univ.一起完成，发表在JLT上。文章链接在这里 https://ieeexplore.ieee.org/document/10829959/

在现有的调制器技术中，硅光微环调制器（RRM）、马赫 - 曾德尔调制器（MZM）以及后端工艺集成BTO的微环调制器（MRM）等都在各自的研究中取得了一定的成果。例如，RRM 在 C 波段通过光放大实现了 330Gb/s 的 PAM8传输，而一些后端工艺集成的调制器如基于特定材料的 MRM 也在高带宽传输方面有所突破。然而，这些技术往往需要复杂的均衡器和光放，尤其是在短距离互连场景下，成本和能耗问题凸显。因此，开发一种高效、低损耗且易于集成的调制器成为了光通信技术发展的关键需求。

本工作展示了一种与硅波导异质集成的的InP EAM，在 500 米和 6 公里的单模光纤上实现了高达 256 Gb/s 的OOK、340 Gb/s 的 PAM4、375 Gb/s 的 PAM6以及 360 Gb/s 的PAM8传输，其性能满足 6.25% 开销，HD - FEC阈值为 4.5×10⁻³的要求。此外，还研究了在 200 G/lane 场景下调制器的性能，通过简单的7抽头FFE展示了出色的性能。

InP 电吸收调制器（EAM）与硅波导的异质集成是本研究的核心创新点之一。输入和输出耦合区域采用绝热 III - V/Si 耦合器，能够在特定的波长和温度范围内，确保光在硅波导和 III - V 脊形波导之间高效传输，插入损耗低于 2dB（包含EAM吸收损耗），并且对代工厂工艺不敏感。在有源调制区域，通过精心优化射频带宽和电吸收效率，实现了对调制过程的精确控制。例如，在优化过程中，通过调整串联电阻和电容的平衡关系，确定了合适的 EAM 横向结构。同时，片上终端电阻及其电感也可根据所需的频率响应特性进行灵活调整。以 200G（112Gbaud PAM4）应用为例，经过大量的实验和模拟，确定了 120μm 长的有源调制区域、30Ω 终端电阻和 200pH 终端电感等关键参数，使得 EAM 在该应用场景下具有出色的性能表现。

OpenLight 的 EAM PDK 参数单元（p - cell）基于 Tower Semiconductor 的 PH18DA 代工厂平台开发，为 EAM 的设计和制造提供了强大的支持。它包含了针对 O 波段 CWDM4通道优化的预定义耦合区域，以及一个全面的有源区域模型，涵盖了电容、带宽和电吸收等关键参数在不同条件下的计算。借助如 Synopsys OptoCompiler 等系统 CAD 工具，研究人员能够利用该模型对 EAM 性能进行深度优化，确保其在实际应用中的可靠性和高效性。 在实际应用中，EAM 可采用差分或单端驱动配置。单端驱动有助于获得更大的带宽，而差分驱动则能实现更高的光调制幅度（OMA）。在晶圆级的器件表征过程中，为了全面评估 EAM 的性能特性，主要采用了单端驱动方式进行测试。 从能效角度分析，低损耗的 EAM 为实现高能效光链路奠定了基础。与许多传统调制器技术不同，本研究中的 InP EAM 插入损耗仅为 1.3dB，能够实现无光放的传输，有效避免了光放大过程中因有限的墙插效率（约 50%）和高功耗导致的系统能量效率降低问题。在本研究中，EAM 电容为 100fF，在 1.7V 驱动电压下，每比特动态能量耗散仅为 72fJ/bit，展现出了卓越的能效优势。

信号传输实验采用的无光放的IM/DD传输设置如下，AWG用了 Keysight M8199B。

AWG的输出电压摆幅设置为 1.7Vpp，以保障 PAM 调制格式的最佳线性度。AWG 通过 110GHz Bias T（SHF，BT110B）和 400mm 长的 1mm 连接器电缆与 1mm 连接器GS探头紧密相连。EAM的反向偏置电压为 2.88V 时可实现最优操作。通过对系统不同位置的响应测量，测得 AWG 带宽为 75GHz，InP EAM 在测量条件下带宽为 63GHz，而考虑到发射器中所有组件的综合影响，发射器的3dB带宽降低到约 52GHz。这主要是由于电缆等组件的传输特性对信号产生了一定的衰减和失真。尽管缩短电缆长度有助于保持带宽，但受实验所用 CM300xi 探针台布局的限制，电缆长度无法调整。从系统的端到端响应来看，PIN PD进一步限制了系统带宽，使得 3dB 带宽降低到 42GHz。

可调谐激光器（Keysight N7776C）在 1310nm 处的输出功率为 14.3dBm，无偏置 EAM 的总插入损耗降低到 4.3dB，经过调制后，光信号能够达到高达 5.5dBm 的功率。其中，耦合插入损耗为每面 1.5dB，而无偏置 EAM 自身的损耗为 1.3dB。调制后的光信号通过 500 米和 6 公里的单模光纤（SMF）进行传输，模拟了实际光通信中的不同传输距离场景。在接收端，一个 70 - GHz 的 PIN PD(Finisar XPDV3320R)与一个增益为 11dB 的电放大器（SHF M827B）相连，用于接收和放大光信号。最终，在一个自由运行的 110GHz 实时数字存储示波器（DSO，256GSa/s，Keysight UXR1104A）上能够接收到高达160mV的电信号。

为确保实验环境与实际数据中心环境的高度兼容性，AWG 和 DSO 之间不使用波形触发或时钟同步机制。接收信号在 Matlab 中经过一系列复杂的离线处理过程，包括匹配滤波器、定时恢复和基于最大方差的下采样操作，以及采用具有多达 99 个前馈（FF）抽头和 99 个反馈（FB）抽头配置的数据辅助半符号间隔DFE，最终精确计算出BER，以此全面评估传输系统的性能。对于每通道 200Gb/s 的测试，为与市场上现有的 DSP 模块相匹配，采用了传统的符号间隔前馈均衡器。 对于 OOK 信号，在使用具有 33 FF - taps和 13 FB-taps的DFE时，对 200Gb/s、224Gb/s 和 256Gb/s 的 OOK 信号在不同传输条件下（包括ob2b以及在 500 米和 6 公里 SMF 传输后）的 BER 与接收光功率的关系进行了详细测量和分析。结果表明，要达到 6.25% OH HD - FEC 阈值，256Gb/s 的 OOK 信号需要 3dBm 的RX功率，224Gb/s 需要 1dBm，200Gb/s 则仅需 - 1dBm。在所有的 SMF 传输情况下，均观察到了负功率代价现象。这主要是由于调制器啁啾和色散相互作用导致的。具体来说，EAM 具有负啁啾特性，在光信号通过单模光纤传输过程中，它能够对累积的群速度色散进行补偿。然而，在 ob2b 场景中，由于不存在色散累积，这种负啁啾特性反而导致了功率代价。值得庆幸的是，对于 200Gb/s OOK 信号，在 ob2b 以及在 500 米和 6 公里 SMF 传输后，成功达到了2.1×10^-5的 KRFEC 阈值，眼图张开良好，这充分表明了传输系统在处理 OOK 信号时具有优异的性能，进一步证明了 OOK 信号在每通道 200Gb/s 通信中的可行性。

对于 PAM4 信号，同样使用具有 99 个 FF - taps 和 77 个 FB - taps 的 DFE，对 300Gb/s（150Gbaud）、320Gb/s（160Gbaud）和 340Gb/s（170Gbaud）的 PAM4 信号进行了类似的测试。结果显示，要达到 6.25% OH HD - FEC 阈值，300Gb/s 的 PAM4 信号需要 1dBm 的Rx功率，320Gb/s 需要 2dBm，340Gb/s 则需要 4.5dBm。其中，300Gb/s PAM4 信号在 ob2b 以及在500m和6km SMF 传输后，成功达到了2.2×10^-4的 KP - FEC 阈值，并且相应的眼图也显示出良好的传输性能，有力地证明了该调制器在处理 PAM4 信号时的有效性，以及其在超 300Gb/s 传输系统中的适用性。

对于 PAM6 信号，采用具有 99 个 FF - taps 和 99 个 FB - taps 的 DFE，对 320Gb/s（128Gbaud）和 350Gb/s（140Gbaud）的 PAM6 信号进行测试，同时也对 375Gb/s（150Gbaud）PAM6 信号在 ob2b 以及在 500 米 SMF 传输后的情况进行了研究。由于接收器功率限制，375Gb/s 的 PAM6 信号在 6 km传输无法实现。测试结果表明，要达到 6.25% OH HD - FEC 阈值，320Gb/s 的 PAM6 信号需要 1.5dBm 的Rx功率，350Gb/s 需要 3.5dBm，375Gb/s 需要 5.5dBm。在 500 米 SMF 光纤传输后，出现了负功率代价现象，而在 6 km传输后则没有功率代价。在最大Rx功率下，眼图张开情况良好，这表明该调制器在 PAM6 信号传输方面具有一定的优势，为实现更高数据速率的传输提供了可能。

对于 PAM8 信号，使用具有 99 个 FF - taps 和 99 个 FB - taps 的 DFE，对 360Gb/s（120Gbaud）、336Gb/s（112Gbaud）、318.75Gb/s（106.25Gbaud）和 300Gb/s（100Gbaud）的 PAM8 信号在 ob2b 以及在 500m SMF 传输后的情况进行了测试。PAM8 信号在 6 km SMF 上的传输同样无法实现。要达到 6.25% OH HD - FEC 阈值，300Gb/s 的 PAM8 信号需要 2dBm 的Rx功率，318.75Gb/s 需要 3dBm，336Gb/s 需要 4dBm，360Gb/s 需要 5dBm。在500m SMF 光纤传输后，没有出现功率代价现象。在短距离传输中，该调制器能够较好地处理 PAM8 信号，但长距离传输仍面临挑战，同时也进一步说明了 PAM4/PAM6 信号在长距离传输中的优势。

此外，还对不同调制格式下的均衡器性能进行了深入研究，重点比较了半符号间隔 DFE 和符号间隔 DFE 的性能差异。在图 10 中，展示了在每种调制格式的最大实现数据传输速率下，基于反馈抽头数量的 DFE 性能。由于光互连对低延迟通信的严格要求，研究主要集中在基于硬判决的 FECs 上。因为基于软判决的 FEC 算法不仅需要更高的复杂性，还会引入更多的延迟，这对于光互连应用来说是不利的。虽然增加 FF - taps 和 FB - taps 会不可避免地增加 DSP 的延迟，但使用硬判决 FECs 可以在一定程度上补偿由于额外均衡器抽头产生的额外延迟。当然，如果为了减少延迟而简化 DSP，则需要将传输速率降低到 200Gb/s，这在实际应用中可能需要根据具体需求进行权衡。另外，基于机器学习的均衡技术也被视为一种有潜力的解决方案，尽管目前的机器学习均衡器存在复杂或数据吞吐量低等问题，但新的研究方法在这一领域显示出了良好的前景，有望在未来实现节能的 DSP 实现。

在 200Gb/s 每通道性能研究中，针对 IEEE 802.3dj 任务组定义的不同应用场景展开了深入探讨。对于 PAM4 信号，在满足不同的前向纠错（FEC）要求方面，如 DR、DR - 2 和 FR 应用场景，通过实验测试发现，在某些情况下可以通过减少均衡器抽头数量来实现性能优化。例如，在一些场景中，使用 7 个 FF - taps 的FFE或 3 个 FF - taps 和 2 个 FB - taps 的DFE就能够满足相应的 FEC 要求，同时还能在一定程度上降低系统的复杂度。

对于 OOK 信号，虽然其在每通道 200Gb/s 通信中具有一定的可行性，但在满足 FEC 要求时，需要更多的抽头数量。例如，在达到 FECo 阈值时，通常需要 21 个 FF - taps 和 5 个 FB - taps 的 DFE。与 PAM4 信号相比，OOK 信号由于其自身的特性，在定时敏感性方面更高，因此在均衡器设计上需要更多的考虑。

通过这些研究可以发现，在实际应用场景中，选择合适的调制格式和均衡器配置对于实现高效的光通信至关重要。不同的调制格式和均衡器组合在满足 FEC 要求、降低系统复杂度和提高传输性能等方面各有优劣，需要根据具体的应用需求和场景条件进行综合权衡与选择。例如，在对延迟要求较高的应用中，可能需要适当简化均衡器配置，但这可能会牺牲一定的传输性能；而在对传输质量要求极高的场景下，则可能需要采用更复杂的均衡器和调制格式组合，以确保数据的准确传输。

此外，研究还对如何进一步提升系统性能进行了探讨。在发射器方面，提出了一些改进措施。例如，采用允许差分信号的 EAM 设计有望提高来自 AWG 的信噪比（SNR）。通过缩短电缆长度，从当前的 400mm 缩短到 100mm，可以减少驱动电压损失，使调制器在操作时能够获得更优的信噪比。同时，考虑到 InP EAM 的频率响应特性，其具有相对平滑的滚降曲线，若能进一步提高光电探测器（PD）的带宽，在保持相同 PD 响应度的前提下，有望显著提高传输速度，推动系统性能超越 400Gb/s。

综上所述，本次研究的异质集成 InP 电吸收调制器在超 300Gb/s 光链路传输方面取得了显著的成果，无论是在高数据传输速率链路性能还是在 200Gb/s 每通道性能研究中，都展现出了巨大的潜力和优势。其为未来光通信技术在应对人工智能等领域的高速数据传输需求提供了重要的技术支撑和可行的解决方案，有望引领光通信技术向更高性能、更高能效的方向发展。