从国产迅芯微电子看高性能示波器设计架构(附带读者问题回复）

今天来看一个国内厂家的应用手册：

高速示波器的设计

高速示波器的设计

这份文档本质上给出了两类系统：

多通道示波器前端（针对 250MS/s – 2.5GS/s 级别）

高带宽示波器前端（10GS/s – 40GS/s 级别）

并配套说明VGA（Variable Gain Amplifier）增益放大器，高速 ADC（8 bit，高速 LVDS 接口），时钟芯片（GHz 分频器、PLL/VCO），多通道同步采集架构；这基本就是现代数字示波器模数前端的典型结构。

多通道示波器前端

多通道示波器前端

多路输入（多个探头的前置放大）

VGA：用于调节输入动态范围

ADC（250MS/s – 2.5GS/s 8bit）

FPGA：负责采样数据接收、Trigger 深度采样

PLL/VCO：产生高速采样时钟

BUFFER/Trigger：做触发通道，这就是一个典型的示波器前端结构。

为什么示波器前端必须用 VGA？

示波器要测1mV 小信号；200V 大信号，动态范围跨度巨大，不可能依赖 ADC 自身输入范围。

VGA 的作用：

所以 VGA 是示波器前端必备。

为什么 ADC 选 8 bit？不是应该更高？

示波器不等于高精度仪表，它更强调：带宽（GHz），上升时间，捕捉快瞬态

8-bit 可以提供足够 SNR（48dB），换取：极高速，极低输入电容，极高 SFDR 于高频，因此 8-bit 是行业标准（Tek、Keysight 的前端同样如此）。

指标不写可以直接猜

指标不写可以直接猜

2.5GSps 已经很高，可以用于 1GHz 示波器，LVDS 接口说明需要 FPGA 进行高速解串/采集。

文档推荐的 VGA（AVGA4000）

带宽：4GHz（-3dB）；典型示波器前端必须要 >3× 带宽的放大器，以保证：快脉冲不失真，上升沿更干净，保证时间域测量精度

类似ADI ADL5240：

当然高速的东西是配套的，所有 ADI 的这个参数不够

当然高速的东西是配套的，所有 ADI 的这个参数不够

时钟芯片

推荐：

ABUF944：7GHz 分频器

ABUF18Q：16GHz 分频器

ABUF18Q：16GHz one-shot

用于生成：快速 ADC 采样时钟，多通道相位同步（重要！），以及示波器多通道同步依赖，同相位时钟，同延时，低抖动（<100fs），这就是为什么必须用 GHz 级分频器。

高带宽示波器前端

高带宽示波器前端

这一页的内容是10GHz、20GHz、40GHz 示波器，其中ADC 速率高达 10GSps、20GSps、40GSps（仍然是 8bit）

高带宽两种模式

双通道模式 ：两个 ADC 各自采样一条路径

单通道模式（interleave）两个 ADC 交错倍频采样，如：两路 20GSps → 合成一路 40GSps，两路 10GSps → 合成一路 20GSps。

关键技术难点在时间偏斜校正（skew calibration），增益匹配，以及offset 匹配，一部分是 ADC 内部校准另外一部分是 FPGA 做数字校准。

这是国内极少数可做到 10–40GSps 的芯片供应链。

再次说明多ADC的交织误差

仿真设置概要

总采样率：（归一化，方便理解，可当成 1 GS/s）

输入信号：

点数：，用汉宁窗 + rFFT 计算幅度谱（dBFS）

交织方式是偶数采样点 → ADC_A；奇数采样点 → ADC_B，然后把两路样点“插回”到原时间顺序，即得到交织输出。

理想交织 = 单 ADC

理想交织 = 单 ADC

第一张图里两条曲线（单 ADC & 理想 2× 交织）完全重合：只有一个主谱线在 处，噪声底受窗函数影响，大约在 −130 dBFS 以下。

说明在完全无失配（增益、offset、时序都完美一致）时，2× time-interleaving 在频域上与一个“理想翻倍采样率的单 ADC”是等效的。

数学上可以这样理解：原始信号为离散时间 ，我们定义：

如果两路 ADC 采样精确、无误差，那重构时：

偶奇

所以频谱 ，自然不会多出杂散。

图 2：增益/偏置失配 → 在 相关位置冒 spur

仿真中设定：

（1 dB 失配）

对应输出：

这个可以拆成：

平均增益交替项

注意那项 等价于一个频率为 的 cos 信号：

所以“交替增益”相当于把原信号乘以一个 的正弦，从频域角度看就是：

原谱 被搬移到 处，产生两个对称 spur。

这就是在第二张图里看到的：除主信号 外，在接近 、 位置出现两条明显杂散线。

偏置失配

仿真中设定：

ADC_A offset = 0

ADC_B offset = 0.02（大约 5 LSB）

同理可写成：

常数项 → 在 直流 DC 处产生一个 spur

交替偏置项 → 在 处产生 spur

因此你在第二张图可以看到：

DC 附近有一根线（偏置平均值）， 处还有一根线（交替偏置）

图 3：时间偏斜（Skew） → 镜像/边带杂散

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仿真中设定ADC_B 的采样时间比 ADC_A 延迟 2% 的 Ts

也就是实际采样信号为：

对一个正弦信号 来说：

延迟 等价于增加相位

于是交织输出可以拆成：

误差项

又出现了 ，所以误差项在频域上会出现在： 附近（同样是“半采样率镜像”）

区别在于：其幅度正比于 => 频率越高、skew 越大，spurs 越严重；在第三张图中能看到主信号旁边一对明显的边带杂散，而且随着频率靠近 Nyquist 会愈发严重（这里我们选了 0.18Fs，就是为了使效果更夸张）这也是高速示波器里要用到精细的时间对齐校准的原因。

对 2× 交织 ADC 来说： 理想状态：频谱 = 单 ADC，完全干净 增益失配：在 处冒两条 spur 偏置失配：在 DC 和 出现 spur 时间偏斜：在 附近产生与频率成正比的杂散

题外话

本来这个内容就到此为止了，但是一个朋友问了一个问题，我觉得可以引申一些有意思的东西：

我们从专业的信号链设计角度看看这个要求有多么的变态！

我们从专业的信号链设计角度看看这个要求有多么的变态！

逐句解读

“我想问您这边可以做脉宽 10ps 的信号的放大吗？”

他希望放大的，是脉冲宽度只有 10 皮秒 的信号。

“脉宽 10ps”通常理解为：上升沿+高电平+下降沿加起来差不多这个量级，也就是一个 极其窄的超高速脉冲。

“把 mV 的信号放大到几 V”

输入只有 毫伏级（比如几 mV）的幅度，

希望放大到 几伏（比如 1~5 V）。

增益量级大概是 ×100~×1000（40~60 dB）。

“一个通道就行”

不需要多通道，只要单路放大链路。

“但是要求可以显示出 10ps 的方波信号”

不只是“检测到有信号”，而是要在示波器上“看清楚”这个 10ps 方波的形状：能看见类似方波的波形；上升沿、下降沿不要被拖得太慢；高电平宽度要接近 10ps。

总结一下：

他在问：能不能做一个单通道放大器，把几 mV 的 10ps 方波脉冲放大到几 V，并且在示波器上还能清晰看到 10ps 的方波形状？

从指标推回硬件需求，太他妈的难了！

10 ps 对应的带宽有多恐怖？

用非常熟的经验公式：

如果把 10 ps 当作上升沿时间 ：

而且是方波，要看得“像方波”，至少要保留到第 3~5 次谐波，实际系统带宽往往要再乘 2~3 倍：35 GHz × 2 ≈ 70 GHz，甚至接近 100 GHz 级别 的前端

也就是说，他这个需求隐含的是 30~100 GHz 的模拟带宽。

这已经远远超出常规宽带放大器、常规示波器的范畴，是毫米波 / 光电前端才会涉及的领域。

“mV → 几 V”的大增益在几十 GHz 几乎做不到

假设：

输入：1 mV 量级

输出：1 V 量级 → 增益 60 dB（×1000）

而现有的毫米波宽带放大器：单级一般 10~20 dB 增益；3 级串起来才能到 40~50 dB，而且已经很难保证平坦度、稳定性和噪声；还要配合匹配网络、走线、封装，一点点寄生都成问题。

再考虑噪声：10ps 脉冲意味着你在几十 GHz 的超宽带内都在“吃”噪声；mV 级小信号 + 超大带宽 → 信噪比会非常差；还要放到几 V，更是把所有噪声一并放大；现实情况是在 30~70 GHz 做一个 大增益 + 低噪声 + 线性好 的放大器，是科研级/军工级课题，不是一个普通模拟放大链路能解决的。（如果不是写错单位，那普通人是真做不出来）

上面的内容就告一段落，来看看里面有趣的知识点。

要看得“像方波”，至少要保留到第 3~5 次谐波

上面的内容里面有这句话，其实这个暗含了采样率在工程上面应用的真谛，可以算出来给你看。

50% 占空比方波的傅里叶级数

单位幅度、50% 占空比的理想方波可以展开成：

特征：只有 奇次谐波；第 个奇次谐波（）的幅度比例是 。

所以：

基波：系数 1

3 次谐波：1/3（幅度仍然很大）

5 次谐波：1/5

再往上：1/7、1/9……越来越小

“方波长得方”就是因为高次谐波把边缘拉得很陡、波顶拉平。如果只留基波，就是一条正弦波，看起来完全不像方波。

算一算：保留到几次谐波能还原多少“能量”？

把上式前面的 当成常数，只看每一项的 能量比例：

对正弦波，能量 ∝ 幅度²

所以第 个奇谐波的能量 ∝

所有奇次谐波的总能量为：

逐步累加看看：

只保留基波（1 次）：

只有基波时，已经包含了大约 81% 的总能量，但波形还是明显是正弦，不“方”。

保留 1 次 + 3 次谐波：

到 3 次谐波，已经恢复了 90% 的能量，波形边缘开始变方，顶端开始变平。

保留 1、3、5 次谐波：

加到 5 次谐波，能量 ~**93%**，波形在示波器上已经“很像方波”了——边缘够陡、顶部够平，剩下的是 Gibbs 振铃、细节毛刺。

继续往上：到 7 次约 95%，到 9 次约 96%

也就是说：

从“波形长相”的角度，3～5 次谐波已经贡献了大部分“方”的感觉，再往上的谐波更多是在修细节。

和带宽、上升沿的关系

如果方波基频是 ，把带宽做到第 个奇次谐波：

常用经验公式：

所以：

只留基波：BW ≈ ，上升沿时间和周期同量级 → 完全不像方波；

保留到 3 次谐波：BW ≈ 3 → 上升沿大约是周期的几分之一；

保留到 5 次谐波：BW ≈ 5 → 上升沿更陡、波顶更平，看起来已“很方”。

我才会说那句话：

“要看上去像方波，至少要有到 3～5 次谐波 的带宽。”

背后就是上面这两个事实一起作用：能量 90～93% 已经被包含；带宽够大，上升沿和周期比值足够小，看起来就“方”了。

一个周期内，谐波越多，波形越“方”

一个周期内，谐波越多，波形越“方”

设定：

周期 的 1GHz 方波；

用傅里叶级数部分和重建波形：

只保留 1 次谐波（1GHz）

保留到 3 次谐波（1、3GHz）

保留到 5 次谐波（1、3、5GHz）

保留到 9 次谐波（1…9GHz 的所有奇次）

外加一个真正的“理想方波”做对比。

可以看到：

只要基波（蓝线）：完全就是一条正弦，根本不像方波。

到 3 次谐波（橙线）：波顶已经开始变平，上下有点接近矩形。

到 5 次谐波（绿线）：波顶更平，波形轮廓几乎和理想方波重合，只是边缘有一点振铃。

到 9 次谐波（红线）：轮廓几乎和理想方波重叠，只是在边缘附近出现更明显的 Gibbs 振铃。

从“我们在示波器上看波形”的角度，带宽做到基波的 5 倍左右，眼睛看到的波形已经非常“方”了，再往上基本是修饰边缘细节。

放大看上升沿——谐波=边缘“刀锋度”

放大看上升沿——谐波=边缘“刀锋度”

第二张图把时间轴放大到一个上升沿附近（大约 0.45T~0.55T）：

基波：上升过渡非常圆滑，几乎就是半个正弦；

到 3 次谐波：过渡变得陡峭，已经有“台阶边缘”的感觉；

到 5 次谐波：上升沿近似直线，“刀锋感”明显增强；

到 9 次谐波：边缘更陡，但同时出现明显的振铃 overshoot/undershoot。

这也呼应工程经验：

带宽越高，上升沿越陡，看起来越“方”；但谐波太多、带宽太高时，现实系统中更容易出现过冲/振铃，实际上并不一定“更好”。

回到上面那个 10ps 问题，再算得更具体一点

假设要的是类似“重复的方波脉冲”，脉宽 = 10ps；如果占空比差不多 50%，那周期就是 20ps，对应 50GHz 基波；

基波：50GHz

3 次谐波：150GHz

5 次谐波：250GHz

这就解释了为什么我刚才说：

要“看得像 10ps 方波”，系统得有个三四十 GHz 甚至更高的等效带宽，如果按“基波 5 倍”来算，可能要到 100GHz 量级。

当然，现实中未必需要这么极端——如果可以接受：只需要看“10ps 级上升沿”，不一定是严谨的 10ps 脉宽；或者波形像“扁正弦”而不是标准方波；

那就可以回退到我们之前那条常规公式：

例如想做到 20ps 上升沿：

再结合“5× 基波”这个谐波观点，可以很快评估：带宽只有 3GHz 的放大器 → 实际能展示的最快上升沿 ~100ps 量级；带宽 10GHz → 最快上升沿 ~35ps 左右；要到 10ps 级，就要 35GHz＋ 以上。

后记

也难怪大家有时候给的需求离谱，可能是真的不懂。