OFC 2025 PDP：单波400G的III-V（NTT/华为）、铌酸锂（Hyperlight/住友）及硅光（Aloe）

OFC 2025 PDP又增添了好几个单波400G的验证结果，其中有华为的540 Gbps EML传光纤30km的报道（OFC 2025 PDP：华为的110 GHz带宽、540 Gbps EML＋30km传纤实验）。除此之外，Hyperlight用Ciena的3nm 448Gbps Serdes完成了8×400G的3.2T 2km DR8和FR8实验；NTT也演示了8通道的无制冷高带宽的InP MZM的3.2T 500m传输；住友基于前两年做的集成电光均衡器的高带宽铌酸锂(封装后带宽＞100GHz)演示了单波400Gbps 传输(不过是C波段的)，PDP之外Coherent是发布了新闻稿会在OFC现场演示400 Gbps的差分EML。

硅光方面，由于硅光调制器的带宽提不上去了，Aloe半导体基于他们提出的双偏＋偏振跟踪方案，与NTT、新易盛合作也演示了一个2 Pol ×212.5 Gbps的单波400G解决方案。新易盛在OFC上也会有一个关于400G/lane的邀请报告。

电芯片方面，去年Ciena在OCP会议上首发了3nm的448Gbps Serdes，OFC上Marvell 宣布首发了400G PAM4的DSP，而Nokia Bell Labs也有一篇PDP论文，基于新设计的221 GHz模拟带宽的DBI DAC，实现440 GBaud单波长奈奎斯特采样，调制格式为16-ASK下，每调制维度净数据速率（NDR）达1.04 Tb/s。

一、Hyperlight与Ciena合作完成3.2T链路验证

该工作利用Ciena的3nm SerDes驱动TFLN调制器，展示了在2km距离上使用8个波长（3.2T BASE - FR8）实现3.2Tbps和4.2Tbps的传输，以及在500m和2km距离上通过8个并行单模光纤信道（3.2TBASE - DR8 +），采用225Gbaud的PAM4和PAM8调制方式进行传输。在8WDM8 演示中，使用了400GHz间隔的WDM网格，波长范围从1295.56nm到1311.43nm。在DR8演示中，使用了一个23dBm、1310nm的非制冷量子点（QD）DFB激光器为2×4个通道提供信号，提高了可靠性并降低了功耗。评估了FFE、DFE和MLSE在448Gbps/通道标准下的性能，以解决诸如色散和带宽限制等问题，这些问题也是800G MSA组织所讨论的内容。

实验用的DAC的6dB带宽大于110GHz，分辨率为7位，差分输出电压为600mVₚₚ，在100 GHz处有做电感peaking。为优化峰均功率比（PAPR），对信号进行限幅处理。对PAM4（8）编码信号进行数字延迟，以使符号去相关。使用两个封装的单端TFLN MZM，其3dB电光带宽大于110GHz，半波电压Vₚ为2V，以更好地模拟真实的8 - WDM系统。第一个驱动信号由一个带宽为105GHz、增益为3dB的Anritsu AH15199B射频放大器放大，用于调制被测信道；第二个驱动信号由一个带宽为100GHz、增益为3dB的SHF T850C射频放大器放大，用于对其余7个波长进行整体调制。如图1（a）左侧所示，使用8个9dBm的DFB激光器，它们在400GHz间隔的WDM网格上进行光谱排列，波长范围从1295.56nm到1311.43nm。来自MZM1（CUT）和MZM2的调制光信号通过一个50/50光耦合器合并到单根光纤中。被测信道在8个信道中依次切换，在任何时刻都有8个调制信号在光纤中传输。

合并后的光信号随后通过2km或500m的单模光纤传输。并使用量子点半导体光放大器（QD SOA）来补偿过多的光损耗，降低激光发射功率要求，并消除在PD之后对Drv或TIA的需求。通过解复用器选择被测信道，并由一个110 GHz的PD将其转换为电信号。接收到的信号由一个110GHz的Keysight实时示波器（RTO）进行采样，重采样为每个符号2个样本并进行同步。接下来，应用DFE，随后是1抽头的MLSE。均衡后的符号再映射回二进制序列，并与发送序列进行比较以计算误码率（BER）。 图1（b）展示了DR8实验装置。使用相同的Tx和Rx DSP处理。一个23dBm的量子点DFB激光器通过两路1分4的MMI 输入到MZM中（3dB带宽大于110GHz、差分半波电压为4.5V）。TFLN DR8 PIC具有11个键合的mPD。每个MZM由DAC的差分输出依次调制，并由两个SHF T850C放大器放大。测量了相邻MZM之间的串扰，在实时示波器上未检测到串扰。通过选择合适的输出光纤来选择被测信道，并对所有8个调制器重复进行测量。调制后的光信号随后通过2km的单模光纤传输，并由一个110GHz的光电探测器转换为电信号。该电信号由一个Anritsu AH15199B放大器放大，并由Keysight实时示波器进行采样。

图2（a） - （c）包含了使用图1（a）中的实验装置，在没有MUx和光放大器的情况下获得的单波长实验结果。图2（a）展示了4种接收端均衡器（FFE、DFE以及分别与1抽头MLSE相结合的均衡器）在PAM4（实线）和PAM8（虚线）调制方式下的实验结果。

选择非线性符号判决和基于序列的均衡器，以对抗由带宽限制和系统中的有色噪声引起的码间干扰，在系统测试中，Keysight实时示波器的噪声功率谱密度在110GHz处达到峰值。对于具有高带宽限制的信号使用线性均衡器，如图2（f）所示，会进一步加剧噪声的色化，降低传输性能，如图2（a）所示，对于225Gbaud的PAM4信号，FFE的误码率比DFE高8.5倍。在FFE中添加1抽头的MLSE可使误码率降低4倍。对于符号速率大于187Gbaud的情况，DFE的性能优于FFE + 1抽头MLSE。

在225Gbaud的PAM4调制下，DFE均衡器实现的误码率低于7%开销（OH）的HD - FEC阈值，净速率达到420.5Gbps。在符号速率大于200Gbaud时，在DFE中添加1抽头的MLSE可使误码率降低6.4倍，使得212.5Gbaud的PAM4信号在5.8%开销的KP4 - FEC下达到误码率要求，净速率为401.7Gbps。在PAM8调制下也观察到类似的均衡器性能趋势，尽管由于误差传播敏感性，DFE在与FFE + 1抽头MLSE相比时表现更差。尽管如此，当与1抽头MLSE结合使用时，DFE在20%开销的SD - FEC下实现了225Gbaud的PAM8调制，净速率达到562.5Gbps。 图2（b）展示了225Gbaud的PAM4信号的误码率与接收光功率（ROP）的关系。基于DFE的均衡方案的误码率斜率随着接收光功率的降低而增大，这表明了DFE均衡器的误差传播敏感性。在接收光功率小于等于4.5dBm时，FFE + 1抽头MLSE开始优于DFE。综合这些结果，DFE + 1抽头MLSE被选作8通道实验的接收端均衡器。图1（c）展示了使用DFE和10次波形平均得到的225Gbaud的PAM4光眼图。 图2（d）展示了2km距离上8 - WDM的PAM4和PAM8实验结果。对于两种PAM调制格式，最边缘的信道（1295.56nm）受到的色散影响最大，因此性能最差。在7%HD - FEC阈值下，所有8个波长在225Gbaud的PAM4调制下均实现了420.5Gbps的净速率，总速率达到3.36Tbps。在25%开销的SD - FEC阈值下，所有波长在225Gbaud的PAM8调制下均实现了540Gbps的净速率，总速率达到4.32Tbps。在5km距离时，如图2（f）所示，边缘信道上累积的色散使得225Gbaud的PAM4信号的误码率高于HD - FEC阈值。假设所有信道的FEC阈值相同，在20%SD - FEC阈值下，225Gbaud的PAM4信号所能达到的最佳净速率为375Gbps，总速率为3.0Tbps。在25%SD - FEC阈值下，200Gbaud的PAM8信号实现了3.84Tbps的总速率。

图2（g）和（h）分别展示了500m和2km距离上DR8的PAM4和PAM8实验结果。在7%开销的HD-FEC阈值下，225Gbaud的PAM4信号实现了420.5Gbps的净速率，在这两个距离上总速率均为3.36Tbps。这些结果是在激光器温度为40°C时获得的。在25%开销的SD-FEC阈值下，225Gbaud的PAM8信号实现了540Gbps的净速率，在这两个距离上总速率均为4.32Tbps。图2（i）展示了在500m距离、225Gbaud的PAM4调制下，误码率与DFB激光器温度（30°C至85°C）的关系。在所有温度下，误码率均低于HD - FEC阈值，表明激光器可在55°C的温度范围内非制冷运行。在30°C时，波长为1308.3nm；在85°C时，波长红移至1315.7nm，符合200Gbps/通道DR8载波波长规范。误码率的波动是由激光器功率变化0.8dBm引起的。

二、 NTT基于无制冷高带宽InP MZM的3.2T演示

图1展示了为DR8设计的InP基PIC的示意图、横截面图和照片。8个MZM集成在单颗芯片上，芯片面积为5.0×5.0 mm²。如果采用1分8，从单个LD输入的功率，在满足高符号率的OSNR要求方面会略显不足。因此，采用1分4的配置，设置两个光输入端口。

在调制区域，设计了具有低电损耗和光损耗的n-i-p-n异质结构。其中，MQW的光致发光（PL)波长，会综合考虑高温下的带边吸收和工作温度范围内的调制效率进行调整。MZM的差分射频电路、通道间距（625μm）、片上终端电阻（差分65Ω）、热光（TO）相位调节器（半波相移功耗：20 mW）和模斑转换器SSC的设计，与NTT商用的C/L波段IQ调制器设计相同。

图2（a）展示了半波电压（Vpi）与额外带边光吸收损耗之间的关系。Vpi可通过衬底偏压进行控制，当Vpi为2.0 V时，会产生1 dB的额外损耗。在最大传输点且Vpi为2.2 V的情况下，每个MZM的光插入损耗约为12.0 dB，这其中包括4个MZM的6 dB固有分路损耗和4.4 dB的透镜光纤耦合损耗（每个端面2.2 dB）。图2（b）展示了在Vpi为2.0 V的条件下，20℃、50℃和80℃时的静态消光特性。通过针对每个温度调整衬底偏压，在保持消光比（ER）超过30 dB的同时，获得了等效的传输曲线。图2（c）证实了小信号电光（EO）响应具有平滑的滚降特性。在所有温度条件下，芯片的电光带宽均达到100 GHz。这些特性表明，该MZM能够在小于1Vppd的摆幅电压下，进行224 GBd级别的强度调制。

通信测试中，MZM PIC的环境温度设置在20 - 80℃范围内，并通过透镜光纤进行连接。将衬底偏压设置为使Vpi为2.2 V。使用256 GSa/s、80 GHz带宽的任意波形发生器（AWG）的单个通道，通过射频探头向每个MZM提供差分电信号，对MZM逐个进行测试。采用 20 dBm的DFB芯片作为输入，其峰值波长约为1311 nm。每个MZM的光输出功率约为 + 4 dBm，其中10%的光被分路用于光功率监测和光谱监测，其余的光则耦合进500米长的SMF中。接收端使用了一个光电（OE）3 dB带宽为100 GHz的PIN - PD。由于没有100 GHz级别的TIA，在SMF后接入了掺镨光纤放大器（PDFA）。通过VOA控制输入到PD的接收光功率（ROP）。PD输出的电信号由256 GSa/s、113 GHz带宽的数字存储示波器（DSO）采集。

在调制格式方面，选择了172 GBaud、2.5 bits/符号的PAM6，其中每个符号对代表32QAM符号的两个正交分量。总比特率为172×2.5 = 430 Gbps。在发射端离线DSP中，对PAM - 6信号进行预加重处理，以补偿AWG、射频电缆和探头的频率响应。为减轻由于调制器接口（差分65Ω）与通过250毫米长电缆和探头连接的AWG（100Ω）之间的阻抗失配导致的射频反射影响，使用了具有4001个固定权重抽头的T/2间隔线性FIR滤波器。如果将MZM靠近DSP芯片组装，并对它们的接口进行协同设计，有望大幅减小该滤波器的尺寸，甚至将其省略。在接收端DSP中，在基于硬判决计算BER之前，使用了T/2间隔的61抽头AEQ。在发射端和接收端，均未使用任何数字非线性补偿器。

图3（b）展示了在MZM输出端测量的光谱，体现了其高带宽调制能力。图3（c）展示了在接收光功率为 + 11 dBm时，经过AEQ处理后的数字插值眼图。在20℃、50℃和80℃下，所有8个通道的6个信号电平都能清晰区分。在所有情况下，误码率均低于7%开销（OH）的硬判决前向纠错（FEC）码阈值3.8×10⁻³，每通道的净比特率达到401.8 Gbps。

图3（d）和（e）分别展示了不同温度和不同MZM通道下，误码率与接收光功率的关系。误码率性能对温度大多不敏感，且在8个通道上表现一致。在没有TIA的PD情况下，接收光功率灵敏度约为 + 8 dBm。此外，证实相邻通道之间的远端串扰特性在90 GHz以下小于 - 30 dB，这表明即使同时驱动所有8个通道，误码率也不会显著下降。基于这些结果，该PIC有望在较宽的环境温度范围内实现无需TEC的3.2 Tbps传输。

三、住友展示集成电光均衡器的封装后带宽＞100GHz的TFLN调制器，实现创纪录的斜效率并支持200GBaud调制

薄膜铌酸锂（TFLN）调制器因其低光损耗、低半波电压和大电光带宽，成为未来高容量光纤链路的理想器件。然而，在行波结构中，其性能受限于Vpi和带宽之间的权衡关系。为缓解这一权衡问题，NTT开发了一种电光频域均衡器（EO - EQ），可在保持Vpi不变的同时提升调制器带宽。

本工作报道了一款具有100GHz 1dB带宽的超宽带MZM芯片，以及一款带有1mm连接器、3dB带宽达100GHz的封装器件，如图1所示。该封装调制器的Vpi低至2V，静态消光比大于35dB，作为模块的光损耗仅为9.2dB。此外，如图2所示，该调制器在100GHz下的斜率效率达到了创纪录的高水平，该斜率效率由射频Vpi和光损耗定义。斜率效率最初是模拟IM - DD链路中用于衡量链路增益的参数，它表示作为频率转换器/混频器的有效增益（或转换损耗）。因此，高斜率效率对于增大链路增益，从而在接收端获得大信号功率和高信噪比（SNR）至关重要。

调制器芯片的示意图如图3所示。采用电容加载行波结构的慢波电极，通过宽信号电极实现低电损耗，利用窄间隙共面电极实现高效调制，并通过调整电容加载行波电极的分布电容实现速度匹配。此外，在调制器中集成了弯曲型电光均衡器（EO - EQ）以增加带宽。在传统行波结构中，若为获得较小的Vpi而将调制长度设计得过长，会导致带宽下降；而集成EO - EQ可在不增加Vpi的情况下提升带宽。而且，弯曲型EO - EQ不会增加芯片的纵向长度，而传统电光均衡器的缺点是会使器件长度变为非集成情况下的三倍。

该调制器芯片包含一个13.5mm长的基本调制段、一个13.5mm长的同极性调制段和一个13.5mm长的反极性调制段，总调制长度为40.5mm。不过，通过采用曲折结构，芯片的物理长度缩短至26.5mm，此时芯片长度与封装的两个射频连接器之间的距离相匹配，因此在片上电气终端的情况下，能够减小芯片尺寸。

制作完成的芯片采用1mm连接器进行模块化封装。通过优化射频连接器与芯片之间的电气布线，成功获得了无纹波的平滑频率响应，如图1所示。封装后的调制器电光3dB带宽达到100GHz。该调制器在低频下的半波电压为2V。封装器件采用保偏光纤作为光信号输入/输出接口。

为评估高速调制性能，在IM - DD链路中测量了眼图。实验装置如图4所示。12dBm的1.55μm连续波光输入到调制器中，在无发射端预加重和接收端数字均衡器的情况下，TDEC值在高达200GBaud的波特率下仍可测量；采用发射端预加重后，TDEC值降至2dB。图5（b）和（c）分别展示了200GBaud OOK在无数字信号处理（DSP）和有发射端预加重情况下的眼图。通过与接收端15抽头TDECQ均衡器对比，并结合发射端预加重的情况，测量了RC成形的四电平脉冲幅度调制（PAM - 4）的TDECQ，如图5（d）所示。在后一种情况下，在高达180GBaud的波特率下，TDECQ小于3.3dB。图5（e）和（f）分别展示了180GBaud PAM - 4在接收端采用15抽头TDECQ均衡器，以及184GBaud PAM - 4在发射端采用预加重情况下的眼图。结果表明，200GBaud级别的高波特率调制能实现清晰的眼图张开。

使用带有离线DSP的实时示波器（Keysight，UXR1104A）进行了误码率（BER）测量，结果如图6（a）所示。在无发射端预加重且接收端采用超低复杂度实用均衡器（图6（a）中有详细说明）的情况下，成功实现了多种高波特率信令传输：在15.3%开销的FEC下，实现255 GBaud的OOK；在20%开销的SD-FEC下，分别实现208GBaud的PAM4和176GBaud的PAM8调制。图6（b） - （d）展示了最高符号率下检测符号的直方图。

四、Aloe Semiconductor的硅光单波双偏400 Gbps IMDD收发器

偏振复用传输系统可视为光域中的2:1Gearbox，能使传输容量翻倍。相干链路已采用双偏振技术。然而，与相干系统获取光场信息并利用DSP进行偏振解复用不同，IMDD必须在光电检测前进行主动偏振恢复。硅光子学（SiPh）具备单片集成实现快速、稳定偏振恢复的优势。此前已有关于DP - IMDD系统的研究报道，但适用于数据中心内部应用的可插拔收发器尚未得到验证。

本工作展示了一款采用OSFP外形的单波长2×212.5Gbps（425Gbps/λ）DP - IMDD收发器，其使用的硅光芯片集成了偏振复用发射端（Tx）和主动解复用接收端（Rx）。提出了一种基于斯托克斯参数的偏振跟踪算法，并在ARM处理器中实现。425Gbps/λ的实时实验表明，在动态扰码和光纤操作情况下，FEC前的BER能达到 2e-7 数量级。

图1（a）展示了已验证的OSFP收发器照片及COB组件。采用博通的BCM85828 200G PAM4 DSP，集成DRV驱动2个硅光调制器，未使用外部DRV。PIC的激光输入连接到一个非制冷的1311nm DFB。在接收端，PIC和DSP之间有一个跨阻放大器（TIA）。还有一个Cortex - M4 MCU用于与外围设备通信并执行偏振跟踪。

硅光芯片由偏振复用发射端和偏振解复用接收端组成，如图1（b）所示。在发射端，输入激光束被一分为二，分别由两个行波MZMs进行调制。MZM的3dB带宽超过50GHz，Vπ∙L小于1.2V∙cm。偏振分束旋转器（PBSR）将两个支路合并为正交的双偏振态。在接收端，在两个高速锗光电二极管（PDs）前，有一个偏振解复用器和一个抽头式偏振态（SOP）监测器。偏振解复用器由另一个PBSR、一个相移器和一个级联MZIs构成的偏振控制器组成。二级相移器可防止主控制器中的移相器卡在极限位置。级联的MZIs（控制相位分别为ϕ和e）作为一个整体的偏振控制器，可将任何输入的偏振态转换为所需的解复用偏振态。热控移相器的带宽超过30kHz。抽头式SOP监测器是一个集成的斯托克斯矢量提取器，基于光混合器和低速PD实现。

图2（a）展示了斯托克斯空间中理想的发射端DP - IMDD星座图，为便于观察，调制消光比设置较低。两个PAM4支路在以[0,1,0]且 S3=0 的平面上呈现出类似16 - QAM的星座图。需要注意的是，在实际发射端中，两个偏振态之间可能存在的非零相位差会转化为 S1=0 平面内的旋转角度。对于硅光子学双偏振发射端，由于两个偏振态共用一个激光器，两个支路之间的相位差稳定，偏振度（DOP）约为100%。这种高偏振度使得单波长发射端（零差发射端）与之前报道的双偏振电吸收调制激光器发射端（外差发射端）的星座图有所不同，也导致偏振跟踪算法存在显著差异。

接收端经过随机偏振旋转后的入射星座图如图2（b）所示。由于使用解析解来确定控制相位，因此对于任何随机输入的偏振态都能实现一步式偏振恢复，无需进行盲搜索或爬坡操作。图2（c）描绘了通过控制ϕ和θ将 Se' 旋转回初始的 Se≡[1,0,0] 的轨迹。此外，还采用了辅助连续控制部分来避免ϕ和e超出范围。

如图3（a）所示，425Gbps环回实验装置包含DP - IMDD OSFP模块和1km的单模光纤。链路中插入了一个偏振扰码器。PDFA和VOA用于补偿器件、扰码器和链路带来的额外损耗。图3（b）和（c）分别展示了每个偏振态的212.5Gbps眼图。X偏振和Y偏振的TDECQ分别为2.4dB和2.6dB，消光比（ER）分别为4.1dB和3.9dB。

研究了两种动态偏振跟踪情况：随机扰码和突发光纤操作。如图4（a）所示，在最大偏振态变化速度为112rad/s的随机扰码情况下，两个偏振态的FEC前误码率均优于 2e-7。图4（d）展示了用手指快速拨动（<200ms）的G.657.A2光纤线圈时的瞬时速度。观察发现，即使最大瞬时速度达到243rad/s，对前向纠错前误码率也无明显影响。